Сторож В.Г. Електротехнічні пристрої - файл n1.doc

Сторож В.Г. Електротехнічні пристрої
скачать (126.2 kb.)
Доступные файлы (1):
n1.doc1015kb.04.06.2009 23:34скачать

n1.doc



ОДНОФАЗНІ НЕКЕРОВАНІ ВИПРЯМЛЯЧІ ТА ЗГЛАДЖУЮЧі ФІЛЬТРИ
Випрямлячами називають пристрої, що перетворюють змінну напругу, полярність якої періодично змінюється, в пульсуючу, полярність якої залишається незмінною. Випрямляч звичайно складається з трансформатора, який змінює амплітуду напруги первинного джерела (силової мережі), напівпровідникових діодів, що здійснюють випрямлення змінної напруги на виході трансформатора, та згладжуючого фільтра, що зменшує пульсацію випрямленої напруги.

При живленні від однофазної мережі використовують схеми випрямлення, подані на рис.1.



Рис.1. Схеми випрямлення.
Однопівперіодна схема випрямлення (рис.1,а) характеризується низьким коефіцієнтом використання потужності трансформатора та найвищими пульсаціями напруги на навантаженні. Тому цю схему застовують досить рідко, коли випрямлені струми не перевищують десятків міліампер і у навантаженні допускається високий рівень пульсацій напруги. Основними схемами випрямлення являються мостова схема (схема Греца) (рис.1,б) та схема з нульовим виводом у вторинній обмотці трансформатора (рис.1,в).

Мостова схема випрямлення складається з чотирьох вентилів VD1…VD4. У додатній півперіод напруги на вторинній обмотці трансформатора струм пропускають вентилі VD1 і VD4, а у від’ємний – вентилі VD2 і VD3. При цьому струм у навантаженні протікає в одному напрямі, вказаному стрілкою. Форми напруг, струму навантаження та струму в вентилях показано на рис.2.




Рис 2. Напруги та струми у випрямлячі.
До закритого вентиля прикладена зворотна напруга UVD, яка повторює за формою напругу вторинної обмотки трансформатора TV. Максимальне значення зворотної напруги на вентилі дорівнює Е2m – амплітудному значенню напруги вторинної обмотки трансформатора. Середнє значення випрямленої напруги визначається за формулою:

.

Якщо врахувати, що амплітудне значення напруги на вторинній обмотці зв’зане з діючим значенням співвідношенням E2m = E22 , можна одержати наступну формулу для визначення середнього значення випрямленої напруги:

.
При роботі на чисто активне навантаження у первинній та вторинній обмотках трансформатора протікає струм синусоїдної форми. Схема Греца характеризується хорошим використанням елементів випрямляча і трансформатора. Тому вона знаходить широке застосування при випрямленні однофазного струму.

При роботі на активно-індуктивне навантаження форма випрямленої напруги не змінюється. Форма струму у вентилях стає згладженішою і за умови достатньо великої індуктивності наближається до форми прямокутних імпульсів.

При роботі на активно-ємнісне навантаження у даній схемі з’являється кут відсічки струму вентиля , тобто тривалість протікання струму у вентилях стає меншою за  (рис.3,б). При цьому струм у вентилях має форму синусоїдних імпульсів з великою амплітудою.

Найкращий режим роботи вентилів – у схемі з активно-індуктивним навантаженням, найгірший – у схемі з активно-ємнісним навантаженням, яка використовується в основному у випрямлячах малої потужності.



Рис.3. Напруга та струм у схемі з активно-ємнісним навантаженням.
Схема з нульовим виводом складається з двох вентилів – VD1 та VD2 і трансформатора TV, який має дві однакові вторинні обмотки, ввімкнені послідовно (рис.1,в). У додатній півперіод напруги мережі відкритий вентиль VD1, у від’ємний півперіод – вентиль VD2. Форми випрямленої напруги та струму такі самі, як і у мостовій схемі. Однак, амплітудне значення зворотної напруги на закритому вентилі у цій схемі у два рази більше, ніж у схемі Греца. Недоліком схеми є погане використання трансформатора, бо він має дві вторинні обмотки, кожна з яких працює протягом одного півперіода. Основне використання даної схеми – низьковольтні випрямлячі. Оскільки послідовно з навантаженням ввімкнений лише один вентиль, то при низьких випрямлених напругах це дозволяє одержати вищий к.к.д.

У деяких випадках виникає необхідність одержання високих напруг на виході випрямляча. Для цього може бути використана попередня схема з підвищуючим напругу трансформатором, або випрямляч з помноженням напруги. У останньому випадку можуть бути застосовані безтрансформаторні схеми (рис.4).


Рис.4. Схеми множення напруги.
На рис.4,а подана схема подвоєння напруги, що являє собою два послідовно ввімкнених однопівперіодних випрямляча з ємнісним навантаженням. Один з них працює при додатній півхвилі змінної напруги, інший – при від’ємній. Сумарна напруга з двох послідовно ввімкнених однакових конденсатора подається на навантаження R. Пульсації на кожному з конденсаторів схеми є удвічі більшими від пульсацій на її виході.

Для збільшення коефіцієнта множення напруги використовуються схеми рис.4,б. Коефіцієнт множення наруги визначається кількістю каскадів, кожний з яких складається з діода та конденсатора. У схемах множення напруги частота пульсацій дорівнює частоті мережі. Зворотна напруга на діодах та напруга на усіх конденсаторах (крім першого) дорівнює подвоєній напрузі мережі. При використанні підвищуючих трансформаторів кількість каскадів множення бажано вибирати парною, оскільки при непарній кількості каскадів у вторинній обмотці трансформатора з’являється постійний струм, що створює підмагнічування трансформатора, яке погіршує його характеристики. Схеми множення напруги використовуються в основному при малих струмах навантаження.

Оскільки випрямлена напруга у всіх розглянутих випрямлячах – пульсуюча, то для одержання постійної напруги на виході випрямляча ставиться згладжуючий фільтр.

Згладжуючий фільтр – пристрій, призначений для зменшення змінної складової випрямленої напруги. Ступінь пульсацій випрямленої напруги характеризується коефіцієнтом пульсацій КП, який визначається як відношення амплітуди першої (основної) гармоніки пульсацій Um до середнього значення вихідної випрямленої напруги U0 :

.

Знаючи кратність m пульсацій випрямленої напруги, коефіцієнт пульсацій за першою гармонікою на виході випрямляча можна визначити як

при m >1, або , при m = 1.

Згладжуюча дія фільтра характеризується коефіцієнтом згладжування, який дорівнює відношенню коефіцієнта пульсацій на вході фільтра до коефіцієнта пульсацій на виході фільтра:

.

Іншим параметром фільтра, що характеризує його фільтруючі властивості, є коефіцієнт фільтрації:

,

де UmВХ, UmВИХ – напруга змінної складової пульсацій на вході та виході фільтра відповідно.

Ємнісний фільтр складається з конденсатора СФ, під’єднаного паралельно навантаженню випрямляча RН (рис.3,а). Його дія ґрунтується на накопиченні енергії в електричному полі конденсатора в моменти часу, коли миттєве значення випрямленої напруги UВИП більше за напругу на конденсаторі UC (рис. 3,б). При цьому вентилі випрямляча відкриті і пропускають струм в інтервалі t1    t2. Коли випрямлена напруга стає меншою за напругу на конденсаторі, вентилі закриваються і струм навантаження підтримується за рахунок енергії, накопиченої в конденсаторі фільтра СФ.

Половина інтервалу часу t1… t2, на протязі якого вентиль випрямляча пропускає струм, називається кутом відсічки , тобто



Випрямлена напруга містить постійну складову та гармоніки змінної напруги з частотою, кратною частоті мережі живлення. Максимальну амплітуду має перша гармоніка. Щоб змінна складова випрямленої напруги не проходила на навантаження, ємність конденсатора вибирають так, щоб його ємнісний опір для частоти пульсацій був набагато меншим за опір навантаження, тобто:



Ємнісний фільтр вигідно використовувати за малих струмів навантаження (великих RН), бо при цьому потрібна менша ємність конденсатора фільтра. Внаслідок того, що згладжуючи дія ємнісного фільтра ґрунтується на накопиченні енергії, а енергія, яку запасає конденсатор визначається залежністю:



можна зробити висновок, що ємнісний фільтр вигідно застосовувати при підвищених напругах випрямляча.

Індуктивний фільтр складається з дросселя LФ, ввімкненого послідовно з опором навантаження RН (рис 5,а). Згладжуючи дія такого фільтра ґрунтується на виникненні в дроселі ЕРС самоіндукції, яка протидіє зміні випрямленого струму. Для постійної складової струму дросель практично не становить опору, і тому вона передається в навантаження без послаблення.

Щоб змінна складова випрямленої напруги не проходила в навантаження, необхідно, щоб індуктивний опір дроселя для змінного струму був набагато більший від опору навантаження, тобто:



Оскільки згладжуюча дія дроселя ґрунтується на його властивості накопичувати енергію магнітного поля в осерді дроселя:



то індуктивний фільтр є ефективним при великих струмах навантаження (низьких RН).



Рис. 5. Схеми фільтрів.
Індуктивний фільтр дозволяє забезпечити неперервність струму в навантаженні і сприятливий режим роботи вентилів та трансформатора випрямляча. Зовнішня характеристика UH = F(IH) випрямляча з індуктивним фільтром є жорсткою, тобто напруга мало змінюється зі зміною струму, що є перевагою перед ємнісним фільтром.

Якщо паралельно навантаженню RH підключити конденсатор СФ, а послідовно з навантаженням ввімкнути дросель LФ, одержимо Г – подібний LC-фільтр (рис.5,б). У ньому поєднуються позитивні якості індуктивного та ємнісного фільтрів, бо елементи фільтра вибираються з умови:



Такий фільтр однаково добре згладжує пульсації як при великих, так і при малих струмах навантаження.

Для забезпечення жорсткості зовнішньої характеристики такого фільтра необхідно, щоб струм у дроселі був неперервним, Ця умова виконується, якщо індуктивність дросселя буде більшою від деякого критичного значення, яке визначається співвідношенням:


де КП1 – коефіцієнт пульсацій напруги на вході фільтра.

Коефіцієнт згладжування LC-фільтра:

.

У малопотужних випрямлячах часто замість дроселя фільтра використовують резистор Rф (рис.5,в). У такому фільтрі на опорі RФ крім змінної складової відбувається спад частини постійної складової випрямленої напруги. ККД такого фільтра є нижчий, ніж в LC-фільтрах. Однак RC-фільтри мають менші габаритні розміри та вартість.

Застосовуються RC-фільтри у малопотужних випрямлячах, які працюють на статичне навантаження. Для отримання хорошого коефіцієнта згладжування та прийнятного ККД елементи RC-фільтра вибирають з наступних умов:

.
ОДНОФАЗНІ КЕРОВАНІ ВИПРЯМЛЯЧІ
Керованим називається такий випрямляч, який крім випрямлення змінної напруги дозволяє здійснювати регулювання випрямленої напруги. Керований випрямляч можна отримати із звичайного заміною некерованих вентилів (діодів) керованими вентилями - тиристорами.

Тиристор являє собою чотиришарову p-n-p-n структуру з трьома p-n переходами. Структурну схему, умовне позначення на принципових схемах та вольт-амперну характеристику тиристора показано на рис.1.


Якщо струм керуючого електрода КЕ відсутній, прямий струм малий і слабо зростає з підвищенням прямої напруги (ділянка ОА). Ввімкнення тиристора спостерігається за напруги UBmax. Цьому відповідає точка А на характеристиці, у якій відбувається переключення тиристора та його перехід із стану низької провідності до стану високої провідності (ділянка АВ). Після переходу у стан високої провідності (ділянка ВС) тиристор не відрізняється від некерованого вентиля.

Якщо в колі керування струм керування ІКЕ' > ІКЕ = 0, то перехід тиристора з одного стану в інший (ввімкнення) здійснюється за меншої напруги UB1Bmax. Якщо зменшувати пряму напругу, струм тиристора зменшується до величини ІВИКЛ і тиристор повертається до закритого стану, який відповідає низькій провідності тиристора.

Тиристор - інерційний пристрій. Він характеризується часом ввімкнення (одиниці мікросекунд) та часом вимкнення (десятки мікросекунд). Ці параметри визначають можливості використання тиристорів на підвищених частотах, а також в імпульсних перемикаючих схемах.

За структурою всі керовані випрямлячі можна розділити на дві групи: а - з керуванням по первинній обмотці трансформатора, б - з керуванням по вторинній обмотці трансформатора (рис.2):





Рис.2. Структурні схеми керованих випрямлячів.

У першому варіанті керованих випрямлячів у первинну обмотку трансформатора вмикаються два тиристори, зєднані зустрічно-паралельно (рис.3) так, що вони утворюють двосторонній ключ, здатний комутувати коло змінного струму.



Величина струму у первинній обмотці трансформатора регулюється за рахунок зміни його кута відсічки, що призводить до зміни напруги на виході вторинної обмотки трансформатора. У схемі рис.3 один з тиристорів може бути замінений діодом. У цьому випадку кут відсічки змінюється тільки для однієї з півхвиль змінного струму, що зменшує межі регулювання, але і практично знімає зворотну напругу, яка у схемі рис.3 досягяє величини UC2, де UC - напруга силової мережі.

В схемах такого типу відповідним вибором коефіцієнта трансформації можна одержати або струм у навантаженні, що перевищує допустимий струм тиристорів, або напругу на навантаженні, що перевищує допустиму для тиристора. Враховуючи, що спадок напруги на тиристорі є вищим від спадку напруги на некерованому діоді, з метою одержання вищого к.к.д. в низьковольних випрямлячах, де вихідна напруга є сумірною зі спадком напруги на тиристорі, доцільно виконувати регулювання у первинній обмотці трансформатора.

У другому варіанті керованих випрямлячів тиристори виконують одночасно функції випрямлення змінної напруги у постійну і регулювання її величини. Це дозволяє одержати виграш за масо-габаритними характеристиками керованих випрямлячів.

Використовуючи тиристори у схемах типу б), слід мати на увазі, що стрибкоподібна зміна його опору в моменти відкривання може привести до великих кидків струму в колі тиристора. Особливо великі кидки будуть при роботі на ємнісне навантаження. Тому у випрямлячах тиристори краще працюють на навантаження індуктивного характеру.

Розглянемо роботу деяких схем керованих випрямлячів на різні види навантаження. Для пояснення процесів, які в них відбуваються, використаємо часові діаграми.

Робота керованого випрямляча на активне навантаження.

При аналізі роботи вважаємо, що випрямляч ідеальний, тобто прямий спад напруги в режимі насичення на тиристорі дорівнює нулю, активні опори обмоток трансформатора теж дорівнюють нулю (рис.4).



Таким чином, в момент відкривання тиристора (t=) напруга на навантаженні стрибком зростає і далі до моменту t= змінюється за законом фазної ЕРС в межах інтервалу   t  .


Зміна струму в навантаженні і2 повторює зміну напруги на навантаженні (рис. 5).





На часових діаграмах (рис.5) показані зміни струмів у кожному з тиристорів VD1 та VD2, напруги між електродами керованих вентилів та струму первинної обмотки трансформатора і1.

Постійна складова випрямленої напруги Е0 визначається за формулою:

, (1)

бо E0 = (2 E2m)/ - постійна складова випрямленої напруги при  = 0.

Рівняння (1) описує регулювальну характеристику керованого випрямляча Е0 = f () при RH = const. Як видно з рівняння (1), граничний кут регулювання ГР, за яким Е0 = 0, дорівнює 180.

Діюче значення струму вторинної обмотки трансформатора (він же струм вентиля) І2 = ІВ дорівнює:

(2)

де КФ = І/І0 - коефіцієнт форми кривої зміни струму, який є функцією кута регулюванн . При збільшенні  зростає КФ , а це у свою чергу призводить до зростання розрахункової потужності вторинної обмотки трансформатора та зменшення її коефіцієнта використання:

3)

Діюче значення струму первинної обмотки трансформатора визначається з тих самих міркувань, як і для некерованого випрямляча.

Суттєвою особливістю роботи керованого випрямляча є відставання першої гармоніки первинного струму ІГ1 від фазної ЕРС на кут  навіть за чисто активного навантаження. Розкладанням функції струму і1(t) у ряд Фур’є можна визначити кут зсуву . При цьому кут  є досить складною функцією кута регулювання , але для діапазона регулювання 0 <  <180 можна користуватися наближеним виразом:

(4)

Іншим, більш суттєвим недоліком керованих випрямлячів, є високий коефіцієнт пульсацій випрямленої напруги, який визначається за першою гармонікою випрямленої напруги:

(5)

і збільшується із зростанням кута регулювання (рис.6).

Робота випрямляча за індуктивного характеру навантаження може відбуватися у двох характерних режимах, які визначаються співвідношенням індуктивного опору XL дроселя L та опору RH навантаження (рис.7):



Рис.6. Залежність коефіцієнта

пульсацій від кута регулювання.

а) в режимі неперевного струму в навантаженні, коли накопичена у магнітному колі дроселя енергія достатня для підтримання струму у колі навантаження до моменту ввімкнення наступного тиристора;

б) у режимі перервного струму, коли енергія, накопичена у магнітному колі дроселя, недостатня для підтримання струму у колі навантаження до моменту ввімкнення наступного тиристора.

Перехід до режиму перервного струму настає при

.

Отже, умову неперервності струму в навантаженні можна записати у вигляді:

. (6)

Якщо індуктивність дроселя є меншою від LKP, де

(7)

або опір навантаження буде більшим, від RHmax ,

де (9)

струм в дроселі стане рівним нулю раніше, ніж відкриється наступний тиристор. Як тільки струм дроселя дорівнюватиме нулю, працюючий тиристор знеструмиться і вимкнеться.

Процеси в схемі випрямляча показані для обох режимів роботи на рис.8: в режимі неперевного струму - на рис.8,а; в режимі перервного струму - на рис.8,б.



Постійна складова випрямленої напруги, діючі значення струмів первинної та вторинної обмоток трансформатора визначаються виходячи з їх форми. Для випадку неперервного струму перша гармоніка струму первинної обмотки відстає від фазної ЕРС на кут L =  (рис.8,а). Хоча використання індуктивного фільтра приводить до згладжування кривої випрямленого струму, але при цьому зростає коефіцієнт пульсацій випрямленої напруги та зменшується cos.

Робота схеми керованого випрямляча з нульовим (зворотним) діодом.

Схему такого випрямляча подано на рис.9. Ввімкнення в схему нульового діода VD виключає появу випрямленої напруги зворотної полярності, бо при досягненні кута t= струм дросселя, зменшуючись, створює таку ЕРС самоіндукції eL, яка дорівнює за величиною постійній напрузі на виході випрямляча.і прикладена "мінусом" до катодів тиристорів та нульового діода. При t >  наведена ЕРС дроселя стає більшою за випрямлену напругу і нульвий діод відкривається. Дросель розряджається через нульовий діод, а відкритий тиристор при цьому закривається. Робота схеми для цього випадку пояснюється часовими діаграмами (рис.10).







В схемі з нульовим діодом регулювальна характеристика Е0 = f() та коефіцієнт пульсацій КП1 визначаються відповідно рівняннями (1) та (5), бо випрямлена напруга у цьому випадку відповідає режиму роботи випрямляча з чисто активним навантаженням.

Середнє та діюче значення струму вторинної обмотки трансформатора:



При цьому середнє та діюче значення струму через нульовий діод:



Перша гармоніка струму первинної обмотки трансформатора (показана пунктиром на рис.10) завжди зміщена відносно фазної ЕРС на кут D = /2.


За наведеними даними можна зробити наступні висновки:

а) ускладнення схеми випрямлення за рахунок наявності схеми керування тиристорами;

б) зростання коефіцієнта пульсацій випрямленої напруги та погіршення її гармонічного складу, що зумовлено спотворенням форми випрямленої напруги та появою стрибків напруги в момент відкривання тиристорів;

в) поява зсуву фази D між струмом та напругою в первинній обмотці трансформатора, тому навіть за чисто активного характеру навантаження керований випрямляч споживає з мережі не лише активну, але і реактивну потужність.
ПАРАМЕТРИЧНИЙ СТАБІЛІЗАТОР ПОСТІЙНОЇ НАПРУГИ
Параметричні стабілізатори будуються на некерованих нелінійних елементах (НЕ), струм через які є нелінійною функцією напруги. Для стабілізації напруги постійного струму використовуються НЕ типу RU, величина напруги яких на електродах мало залежить від струму, що протікає через них (газорозрядні та кремнієві стабілітрони), рис 1,а.


Для НЕ типу RU диференційний опір в межах робочої ділянки 1 - 2 ВАХ дорівнює:

, (1)

і є меншим за статичний:
(2)

у довільній точці цієї ділянки (на рис.1,а показано для точки А).

Ця властивість НЕ типу RU використовується для стабілізації напруги на навантаженні, яке повинно під’єднуватися паралельно до НЕ. Еквівалентна схема стабілітрона, побудована на основі його лінійної апроксимації, зображена на рис.1,б. Найпростіша схема ПСПН подана на рис.1,в і складається із стабілітрона VD1 та обмежуючого резистора RO.

На рис.2. зображена ВАХ стабілітрона і навантаження.

Оскільки резистор навантаження і стабілітрон ввімкнені паралельно, для побудови сумарної характеристики потрібно скласти ВАХ RH і стабілітрона по осі струмів. Одержана крива являє собою залежність UВИХ = f (ІСТ + ІН). Робоча ділянка цієї кривої, як видно з побудови, одержується зміщенням ВАХ стабілітрона на величину струму навантаження ІН. Відклавши по осі ординат розрахункову величину вхідної напруги UВХ, будуємо з цієї точки характеристику, що відповідає величині R0. Точка А перетину цієї характеристики із сумарною характеристикою опору навантаження і стабілітрона визначає усталений режим для даної вхідної напруги. При зміні вхідної напруги характеристика резистора R0 переміщується паралельно сама собі і відповідно зміщується робоча точка на сумарній характеристиці UВИХ = f (ІСТ + ІН). Як видно з рис.2 при зміні вхідної напруги від UBX min до UBX max напруга на опорі навантаження змінюється від UBИX 1 до UBИX 2, причому зміна вихідної напруги значно менша за зміну напруги на вході.

У межах робочої ділянки ВАХ стабілітрона практично лінійна, тому аналітичний зв’язок між напругою та струмом виражається у вигляді:

(3)

Враховуючи вираз (3), складемо еквівалентну схему стабілізатора (рис.3).

Приймемо такі припущення:

1 - внутрішній опір джерела включено у величину R0;

2 - не враховуються частотні та теплові властивості НЕ;

3 - робоча точка А під впливом дестабілізуючих факторів переміщується в межах відрізка 1 - 2 (рис.1,а).

Використовуючи еквівалентну схему, запишемо рівняння для приростів, з яких визначимо коефіцієнт стабілізації. Приріст вхідної напруги:

(4)

Прирости струмів, що течуть через стабілітрон ІСТ і резистор навантаження ІН, визначаються з виразів:

(5)

Із (4) і (5) одержимо вираз для коефіцієнта стабілізації схеми:

(6)

Оскільки в реальних стабілітронах завжди RO >> RД і RД << RH (це справедливо вже при КСН >5), то вираз (6) можна спростити і записати у вигляді:

(7)

Таким чином, для збільшення КСН необхідно вибирати стабілітрон з меншим RД і збільшувати R0. Проте зі збільшенням R0 для збереження режиму НЕ по постійному струму доводиться збільшувати вхідну напругу, що веде до зменшення коефіцієнта , який характеризує втрати постійної напруги при стабілізації і, отже, до зменшення КСН. Таким чином, для простих ПСПН величина КСН є обмеженою. Максимально можливий коефіцієнт при безмежно великій вхідній напрузі з (7):
(8)
Недоцільно вибирати КСН більшим за (0.5...0.7) КСНmax, оскільки це призводить до зростання потрібного UВХ, що веде до зростання маси і габаритів випрямляча; крім того, збільшується струм через стабілітрон і зменшується к.к.д.

Зміна RH викликає зміну струму ІН. Якщо прийняти, що напруга UВХ постійна, то варіювання струму навантаження ІН викликає відповідну зміну струму, що протікає через стабілітрон, причому:

ІН  ІСТ (9)

Зміна струму, що протікає через стабілітрон, викликає відповідну зміну вихідної напруги стабілізатора:

UВИХ = -ІСТRД (10)

Із (9) та (10) одержимо вираз для вихідного опору стабілізатора:

(11)

К.к.д. схеми, що зображена на рис1,в, малий і може бути визначений з виразу:

(12)

З аналізу одержаних співвідношень випливає, що найпростіші ПСПН мають ряд суттєвих недоліків: обмежений і дуже малий коефіцієнт стабілізації, низький к.к.д., великий струм, що протікає через стабілітрон, високу вхідну напругу. Ці недоліки взаємозв’язані і визначаються лінійним обмежуючим резистором R0. До позитивних якостей ПСПН можна віднести простоту схеми, малу кількість елементів, а, отже, і високу надійність. ПСПН доцільно використовувати для живлення малопотужних споживачів.

Для підвищення стабільності вихідної напруги використовують двокаскадні або мостові схеми стабілізаторів, наведені на рис.4 і рис.5. Коефіцієнт стабілізації для схеми рис.4. можна оцінити за виразом:

(13)

де RД1, RД2 - динамічні опори стабілітронів VD1, VD2.




Попередня стабілізація напруги у двокаскадному ПСПН за допомогою елементів R01 і VD1 дозволяє одержати досить високий коефіцієнт стабілізації вихідної напруги.

Коефіцієнт стабілізації для мостової схеми рис.5 можна оцінити за виразом:

, (14)
де RД1, RД2 - динамічні опори стабілітронів VD1, VD2.

У мостових параметричних стабілізаторах коефіцієнт стабілізації теоретично може бути безмежно великим, якщо вибрати елементи таким чином, щоби вираз в дужках дорівнював нулю. У цій схемі можна досягти високої температурної стабільності, якщо вибрати стабілітрони з близькими температурними коефіцієнтами. Необхідно, однак, відзначити, що к.к.д. для двокаскадних та мостових схем стабілізаторів є нижчим від к.к.д. простого ПСПН.


Підвищити стабільність ПСПН без погіршення к.к.д. дозволяє схема, подана на рис.6, за рахунок використання джерела струму, виконаного на транзисторі VT, стабілітроні VD1 і резисторах RE та RB. Це дозволяє стабілізувати струм, що протікає через стабілітрон VD2, і тим самим зменшити нестабільність напруги на навантаженні при зміні вхідної напруги.

Розрахунок однокаскадного ПСПН виконується виходячи з наступних вихідних даних: вихідна напруга UВИХ, вхідна напруга UВХ, зміна UВХ у бік пониження UН та підвищення UП, номінальне значення струму навантаження ІН, зміна ІН у бік пониження ІН та підвищення ІП.

Розрахунок однокаскадних ПСПН зводиться до вибору типу стабілітрона, визначення максимально можливого коефіцієнта стабілізації КСНmax, величини обмежуючого опору R0, номінальної величини коефіцієнта стабілізації КСН, к.к.д. та перевірки режима роботи стабілітрона. Тип стабілітрона визначається вихідною напругою і максимально допустимим струмом стабілітрона:

UCT = UВИХ ; . (15)

З паспортних даних стабілітрона записуються максимальний та мінімальний струм стабілітрона ІСТmax, ІСТmin; диференційний опір для робочої ділянки RД, допустима потужність, розсіювана на стабілітроні РСТД.

Для вибраного стабілітрона визначається струм, що відповідає середині робочої ділянки:

(16)

Відносний спадок напруги на ПСПН: nC = UВХ / UВИХ (17)

Максимально можливий коефіцієнт стабілізації визначається за формулою (8). Величина обмежуючого опору - за формулою:

(18)

Номінальна величина КСН оцінюється за виразом:

(19)

Вихідний опір стабілізатора та його к.к.д. розраховується за формулами (11) та (12). Перевірка режима роботи стабілітрона зводиться до визначення максимального та мінімального струмів через стабілітрон у даній схемі:

(20)

і перевірки виконання умов ІСТmax  ІСТmax* та ІСТmin  ІСТmin* , де знаком (*) відмічені паспортні параметри стабілітрона. У разі невиконання цих умов необхідно змінити режим роботи або стабілітрон.

Завершується розрахунок визначенням потужності на обмежуючому опорі та стабілітроні:

(21)
ТРАНЗИСТОРНИЙ КОМПЕНСАЦІЙНИЙ СТАБІЛІЗАТОР НАПРУГИ
Широкі можливості для підвищення якості стабілізації напруги дають компенсаційні стабілізатори напруги. Вони відрізняються від параметричних стабілізаторів наявністю від’ємного зворотного зв’язку. При цьому фактичне значення вихідної напруги порівнюється з сигналом джерела еталонної напруги (ДЕН) і, в залежності від знака розузгодження, регулювальний елемент (РЕ) підтримує вихідну напругу стабілізатора на рівні номінального значення. Таким чином, компенсаційний стабілізатор являє собою одноконтурну систему автоматичного регулювання.

Стабілізатори можуть виконуватися з послідовним або паралельним ввімкненням РЕ відносно навантаження стабілізатора. Структурна схема стабілізатора з послідовним ввімкненням РЕ подана на рис.1.



При зміні вхідної випрямленої напруги на величину U1 або струму у навантаженні RH у вимірювальному елементі ВЕ, в який входять подільник та ДЕН, виділяється сигнал розузгодження (різницева напруга), що через підсилювач постійного струму подається на вхід РЕ і змінює його опір по постійному струму таким чином, що вихідна напруга UH зберігається постійною з певним ступенем точності.

На рис. 2 подана схема стабілізатора з паралельним ввімкненням РЕ.





У цій схемі напруга на навантаженні підтримується постійною за рахунок зміни струму, шо протікає через РЕ. Наприклад, при збільшенні UВХ зростає струм через РЕ , за рахунок цього зростає падіння напруги на баластному опорі RБ на приблизно таку ж величину, а вихідна напруга при цьому залишається постійною з певним ступенем точності. При зміні струму у навантаженні стабільність вихідної напруги підтримується за рахунок того, що сума струмів розгалуження, що протікає через паралельно з’єднані РЕ та RН, залишається незмінною.

Можлива також стабілізація вихідної напруги з регулюванням на стороні змінного струму (рис.3).





У поданій схемі РЕ ввімкнений у первинну обмотку трансформатора, на вхід якого подається напруга мережі UМ, а слідкування ведеться за вихідною постійною напругою після випрямляча В та фільтра Ф. При зміні напруги UМ або струму навантаження, сигнал розузгодження, виділений ВЕ через схему керування СК подається на РЕ, що змінює середнє (або діюче) значення напруги на первинній обмотці трансформатора таким чином, що вихідна напруга UH зберігається постійною з певним ступенем точності.

Як регулюючий елемент у цій схемі може використовуватися дросель насичення, транзистор або тиристор. При використанні дроселя насичення або тиристора відбувається зміна середнього значення змінної напруги за рахунок вертикальної відсічки частини синусоїди напруги мережі. При використанні транзистора відбувається відсічка верхньої частини синусоїди напруги мережі. Такі стабілізатори в основному використовуються для стабілізації підвищених напруг при значних рівнях потужності. Їх основні недоліки – підвищений внутрішній опір та пульсації напруги на виході. У випадку особливо жорстких умов щодо стабільності вихідної напруги при високих рівнях потужності і малих допустимих пульсаціях використовують стабілізатори з двома регулюючими елементами: на стороні змінного струму та в колі постійного струму.

У подальшому більш детально розглянемо стабілізатор з послідовним РЕ, оскільки він забезпечує кращий к.к.д, ніж стабілізатор з паралельним РЕ і є простішим, порівняно з іншими розглянутими стабілізаторами.

Визначимо основні співвідношення, які звязують зміну вихідної напруги з дією дестабілізуючих чинників через параметри функційних елементів стабілізатора, вважаючи, що він працює у статичному режимі і являє собою лінійну систему з однонаправленими елементами. Кожна ланка має відповідний коефіцієнт передачі за напругою КР, КВ, КП.

У розімкненому стані (UП не подається – рис.1) при дії на вхід РЕ збурення UВХ1 процес регулювання може бути описаний рівнянням:

UН = КРUВХ1 (1)

Вихідний опір стабілізатора дорівнює вихідному опору РЕ:

RВИХСН = RВИХРЕ (2)

Для забезпечення кращих параметрів стабілізатора його РЕ повинен мати малий коефіцієнт передачі КР за напругою. Тому при використанні транзисторів в ролі РЕ вони вмикаються у схему стабілізатора, як правило, за схемою із спільним колектором, для якої характерні низькі значення Кр та RВИХ.

Якщо замкнути коло зворотного звязку, то процес регулювання може бути описаний рівнянням:

(3)

Це рівняння визначає нестабільність вихідної напруги стабілізатора при зміні напруги, прикладеної до входу РЕ. Оскільки місця прикладення дестабілізуючих чинників не збігаються у загальному випадку ні з входом, ні з виходом відповідної ланки, то дестабілізуючі дії приводяться через коефіцієнти приведення КПР на вхід або вихід ланок чи системи за кожним дестабілізуючим чинником окремо.

Частковий коефіцієнт стабілізації, пов’язаний тільки зі зміною вхідної напруги:

(4)

де  = UН / UВХ1 – коефіцієнт, що характеризує втрати постійної напруги на РЕ.

Абсолютна нестабільність вихідної напруги стабілізатора при зміні напруги живлення підсилювача:

(5)

де КПП = UВХ1 / UВХ2 –коефіцієнт приведення підсилювача.

Визначимо вплив зміни еталонної напруги UЕТ на вихідну напругу стабілізатора. Для цього UЕТ перерахуємо на вхід системи через коефіцієнт передачі КП підсилювача UВХ1 = КПUЕТ. Тоді:

(6)

Звідси можна виявити зв’язок між нестабільністю ДЕН та нестабільністю вихідної напруги стабілізатора:

а) абсолютна нестабільність вихідної напруги стабілізатора не може бути меншою за абсолютну нестабільність ДЕН, оскільки :

КВ = (UЕТ / UH) < 1 , то UНЗ > UЕТ;

б) для зменшення UНЗ необхідно збільшити КВ;

в) відносна зміна напруги ДЕН повністю передається на вихід стабілізатора.

Вплив зміни струму навантаження (за рахунок зміни опору навантаження) визначимо наступним чином. Спочатку перетворимо зміну струму ІН у відповідну їй зміну напруги РЕ (у розімкненій системі): UН = - RВИХРЕІН, а тоді перерахуємо RВИХРЕ на вхід системи найкоротшим шляхом через коефіцієнт приведення, який дорівнює оберненому значенню коефіцієнта передачі РЕ:

U1 = UН / КР = - (КВИХРЕІН) / КР.

Тоді у замкненій системі будемо мати:

(7)

Це рівняння визначає абсолютну похибку регулювання при зміні струму навантаження. Вихідний опір стабілізатора дорівнює:

(8)

Вихідний опір стабілізатора можна зменшити, понижуючи RВИХРЕ або підвищуючи коефіцієнти передачі ланок у колі зворотного зв’язку.

На рис.4 наведена принципова схема транзисторного компенсаційного стабілізатора напруги (ТКСН). У цій схемі РЕ виконаний на складеному транзисторі VT1 і VT2 (схема Дарлінгтона). Підсилювальний елемент - однокаскадний підсилювач постійного струму на транзисторі VT3. Вимірювальний елемент ВЕ – мостового типу, який складається з джерела еталонної напруги ДЕН (параметричний стабілізатор – R3, VD) та подільника на резисторах Rp, R4 i R3.

Принцип дії схеми полягає у наступному. При збільшенні вхідної напруги у перший момент часу зростає вихідна напруга UH, що приводить до збільшення напруги на нижньому плечі подільника R4, R5. Потенціал бази транзистора VT3 відносно його емітера стає вищим, а його колекторний струм зростає. Транзистор VT3 при цьому більше відкривається, потенціал його колектора зменшується, зменшується базовий струм транзистора VT1, він призакривається і при цьому зростає спад напруги між колектором та емітером VT2. Це приводить до зменшення вихідної напруги стабілізатора до початкового значення з певною мірою точності.


Аналогічно стабілізатор працює при зменшенні вхідної напруги та зміні струму навантаження.

У ТКСН як РЕ використовується складений транзистор, що складається з прохідного VT2 та узгоджувального транзистора VT1. Використання складеного транзистора дозволяє:

Для забезпечення нормальної роботи схеми при максимальній температурі довкілля та мінімальному струмі навантаження в схему вводять резистор підживлення R2 транзистора VT1. Конденсатори С1 та С2 забезпечують стійку роботу стабілізатора, запобігаючи його самозбудженню на високих частотах.

Напруга живлення підсилювача постійного струму має значний вплив на стабільність вихідної напруги. При живленні підсилювача від UВХ1 його зміна приводить до значних змін колекторного струму VT3, що у свою чергу зменшує стабільність UН. У зв’язку з цим підсилювач живлять від додаткового стабілізованого джерела живлення ЕД.
ІМПУЛЬСНИЙ СТАБІЛІЗАТОР ПОСТІЙНОЇ НАПРУГИ
В неперервних стабілізаторах на регулюючому елементі виділяється значна потужність, яка є тим більшою, чим більшою є різниця між вхідною та вихідною напругою. Тому неперервні стабілізатори на великі вихідні потужності 50...500 Вт та на низькі вихідні напруги мають низький к.к.д. і незадовільні масо-габаритні характеристики.

В імпульсних стабілізаторах регулюючий елемент працює в ключовому режимі. При цьому, коли регулюючий транзистор відкритий, на ньому падає мала напруга при заданому струмі навантаження, а коли транзистор закритий, на ньому падає велика напруга, але струм транзистора при цьому близький до нуля. В обох випадках, потужність, що виділяється на транзисторі, є малою. Деяка потужність виділяється також на транзисторі у перехідному режимі, коли робоча точка переміщується з області відсічки в область насичення. Порівняно з неперервними стабілізаторами імпульсні мають вищій к.к.д., менші габарити та масу. Однак, щодо амплітуди пульсацій вихідної напруги та генерованих завад імпульсні стабілізатори поступаються неперервним.

Імпульсні стабілізатори доцільно використовувати в потужних джерелах живлення на низькі та середні напруги при великих коливаннях вхідної напруги і регулюванні вихідної напруги у великих межах, коли вимоги до стабільності, пульсаціям та завадам не дуже високі.

Схеми імпульсних стабілізаторів являють собою імпульсні системи автоматичного регулювання, у яких підтримується незмінним середнє значення вихідної напруги за рахунок зміни часу закритого та відкритого стану регулюючого транзистора. Імпульсний стабілізатор постійної напруги складається з наступних функціональних вузлів: регулятора (Р); згладжувального фільтра (ЗФ); схеми порівняння (СП), в склад якої входять подільник напруги, джерело еталонної напруги і підсилювач; імпульсний модулятор (ІМ) (рис.1).


Стабілізація вихідної напруги досягається керування щілинністю роботи Р, який працює в імпульсному режимі. При подачі на вхід стабілізатора постійної напруги UВХ на вхід ЗФ поступають прямокутні імпульси (рис.2), серелнє значення яких дорівнює:

(1)

де ? – тривалість замкнутого стану ключа (Р), Т – період перемикання ключа, ? – коефіцієнт заповнення імпульсів.

З
UВИХ
мінювати ? можна трьома способами:

а) змінюючи ? при Т = const – широтно-імпульсна модуляція (стабілізатори з ШИМ),

б) змінюючи Т при ? = const – частотно-імпульсна модуляція (стабілізатори з ЧІМ),

в) змінюючи одночасно Т і ? ( релейні або двопозиційні стабілізатори).

За поданною структурною схемою принцип дії стабілізаторів з ШІМ полягає у наступному. Постійна напруга UВХ від випрямляча чи іншого нестабілізованого джерела подається на Р. На вході ЗФ напруга має форму однополярних прямокутних імпульсів. На виході фільтра виділяється постійна складова цих імпульсів UВИХ. Ця напруга порівнюється з еталонною напругою UЕТ, а сигнал різниці через підсилювач подається на вхід модулятора ІМ. При зміні напруги UВХ , наприклад, при її збільшенні, зміниться сигнал на вході ІМ, що викличе зменшення тривалості імпульса ? на його виході при незмінному значенні Т. При цьому зменшується коефіцієнт заповнення ? імпульсів на вході ЗФ і середнє значення напруги знижується.

Розглянемо принцип роботи імпульсного стабілізатора на прикладі схеми рис. 3. Коли регулюючий транзистор відкритий (час ?), через дросель протікає зростаючий струм, що дорівнює струму транзистора. У цьому інтервалі комутуючий діод закритий і напруга на дроселі дорівнює різниці вхідної та вихідної напруги, а спадок напруги на регулюючому транзисторі, що знаходиться в режимі насичення, є малим. Коли транзистор відкритий, конденсатор С спочатку розряджається (коли струм дроселя менше середнього струму навантаження), а потім заряджається (коли струм дроселя більше струму навантаження). Коли транзистор запирається сигналом від ІМ, струм транзистора стрибкоподібно зменшується до величини, близької до нуля. Діод відкривається за рахунок е.р.с. самоіндукції дроселя, і струм дроселя починає зменшуватися при протіканні через діод та навантаження. При закритому транзисторі (інтервал Т-?) конденсатор спочатку заряджається (коли струм дроселя є більшим від струму навантаження), а потім розряджається (коли струм дроселя менше струму навантаження). В інтервалі Т-? діод відкритий і на ньому одержується малий спадок напруги, а до закритого транзистора прикладається напруга, що дорівнює сумі вхідної напруги та прямої напруги діода.

Аналогічним чином працюють схема підвищувального типу (UВИХ >UВХ) (рис. 4,а) та схема полярно-інвертуючого типу (UВИХ >=ВХ) (рис.4,б).



В схемах рис.4а,б коли транзистор відкритий, діод закритий, і струм проходить через навантаження тільки від конденсатора, що розряджається. У цих схемах дросель не зменшує пульсацій, а служить тільки для часової трансформації енергії. Особливість роботи схеми полярно-інвертуючого типу полягає у тому, що при відкритому транзисторі через індуктивність проходить максимальний струм і магнітне поле досягає максимуму. При закритому транзисторі за рахунок ЕРС самоіндукції відбувається заряд конденсатора через діод зі зміною полярності напруги. При цьому діод закривається і конденсатор розряджається через навантаження. Схему рис.4,б рекомендують використовувати у випадку необхідності зміни вихідної напруги у широких межах, а схему рис.4,а – коли вихідна напруга повинна бути вищою від вхідної. При цьому треба враховувати, що у схемі рис.4,а вхідний струм має неперервний характер, що дає мінімум завад у колі джерела. В інших схемах вхідний струм є імпульсним, що створює завади у колі джерела вхідної напруги.

Важливим параметром імпульсних стабілізаторів є частота комутації регулятора. Чим більшою є ця частота, тим меншою буде індуктивність та ємність згладжуючого фільтра, однак при цьому зростають перехідні втрати у транзисторі і завади, генеровані стабілізатором. Звичайно частота комутації лежить в межах 1...10 кГц, однак спостерігається тенденція до її підвищення.

На рис.5 подана принципова схема імпульсного стабілізатора з ШІМ. Стабілізатор складається з регулятора (транзистори VT1, VT2), фільтра (L, CН), комутаційного діода (VD1), схеми порівняння і підсилювача постійного струму (R1, RП, R2, VD2, VT6), імпульсної схеми (діод VD3 і транзистор VT5), проміжного підсилювача (VT4, R4, R3), транзистора VT3, призначеного для закривання регулятора, кола внутрішнього зворотного зв’язку (RZ, CZ), необхідного для збільшення частоти автоколивань імпульсного стабілізатора, та елементів R6, R7, VD4, C1, необхідних для надійного закривання та відкривання регулятора. У даній імпульсній схемі використовується тригер на тунельному діоді VD3 і транзисторі VT5, що, порівняно з триггером Шмітта на транзисторах, дозволяє покращити фронти імпульсів керування та зменшити число елементів схеми.


На рис.6 подані графіки, що пояснюють роботу стабілізатора в режимі широтно-імпульсної модуляції.


На базу транзистора VT6 через конденсатор СР подаються пилоподібні імпульси з певною частотою і постійна напруга з нижнього плеча подільника R1, RП, R2. В момент часу t1 напруга на базі підсилювального транзистора VT6 досягає значення, при якому струм колектора транзистора стає рівним струму спрацьовування тригера. Тригер спрацьовує, транзистори VT5, VT4, VT3 відкриваються, а транзистори VT2 i VT1 закриваються. Напруга на вході фільтра стрибком зменшується до нуля.

В момент часу t2 пилоподібна напруга на базі транзистора VT6 зменшується до значення, при якому струм коллектора транзистора VT6 стає рівним струму відпускання триггера. Тригер спрацьовує, транзистори VT5, VT4, VT3 закриваються, а транзистори VT2 i VT1 відкриваються. Напруга на вході фільтра стрибком збільшується до значення вхідної напруги. Таким чином, тригер, а відповідно і регулятор, неперервно перемикаються за рахунок зовнішнього змінного сигналу.

Припустимо, що напруга на вході стабілізатора зросла до значення UВХ. При цьому напруга зміщення на базі транзистора VT6 збільшується до значення UЗМ2. Як видно з графіка рис.6 , зростання зміщення збільшує час відкритого стану транзисторів VT5, VT4, VT3. Час відкритого стану транзисторів VT2, VT1 зменшується. Відповідно зменшується тривалість імпульса на вході фільтра, а середнє значення вихідної напруги повертається до своєї первісної величини з певною точністю.

При пилоподібній напрузі керування її амплітудне значення залежить від приведеного до входу підсилювача (транзистор VT6) значення порогу спрацьовування триггера ?UT, від коефіцієнта заповнення імпульсів, які подаються на регулювальний транзистор, і визначаються з формул:



де ?min = UВИХ MIN / UВХ MAX ,

?max = UВИХ MAX / UВХ MIN.

Помилка на виході стабілізатора при зміні вхідної напруги від UВХ MIN до UВХ MAX визначається з наступного виразу:

,

де ? = UЕТ / UВИХ – коефіцієнт передачі подільника.

Коефіцієнт стабілізації стабілізатора:



де UКЕВ – спадок напруги колектор-емітер у режимі відсічки на VT1.

Амплітуда першої гармоніки пульсації вихідної напруги:

.
НАПІВПРОВІДНИКОВІ ІНВЕРТОРИ НАПРУГИ
Процес перетворення постійного струму у змінний називається інвертуванням, а пристрій, що здійснює це перетворення – інвертором. Якщо на виході інвертора встановити випрямляч і згладжуючий фільтр, то одержимо перетворювач постійної напруги з одним номіналом вхідної напруги у постійну напругу іншого номіналу та полярності. Такий перетворювач носить назву конвертора.

У даний час напівпровідникові інвертори майже повністю витіснили інші типи перетворювачів завдяки притаманним їм перевагам: високому к.к.д. (70...90%), малим габаритним розмірам та масі, більшому терміну служби (до 10 тис. годин), можливості забезпечення достатньо високої вихідної потужності (сотні ват).

Загальний принцип дії інвертора базується на періодичному підключенні навантаження до джерела постійної напруги, в результаті чого через навантаження протікає змінний струм. У джерелах живлення використовуються як однотактні, так і двотактні транзисторні перетворювачі.

Однотактні перетворювачі виконуються за структурною схемою, поданою на рис.1.


У цій схемі транзистор Т, що працює у режимі перемикань, разом з трансформатором Тр і колом зворотного зв’язку КЗЗ утворюють автогерератор (блокінг-генератор). Останній перетворює вхідну постійну напругу UI у прямокутні імпульси певної тривалості та частоти. При відкритому транзисторі до первинної обмотки трансформатора прикладається напруга UI, у трансформаторі запасається енергія, яка при закритому транзисторі поступає на вхід випрямляча. Згладжуючий фільтр ЗФ зменшує пульсації випрямленої напруги на навантаженні RH.

Двотактний перетворювач виконується за структурною схемою рис.2.



Транзистори Т1 і Т2 під’єднані колекторами до первинної обмотки трансформатора Тр. Джерело вхідної напруги під’єднане до еміторів транзисторів і середнього виводу первинної обмотки трансформатора.

При включенні напруги UI в автогенераторі виникають коливання і постійна напруга перетворюється у змінну напругу прямокутної форми, що потім випрямляється та згладжується фільтром. У джерелах живлення використовуються два типи двотактних автогенераторів: з насиченням магнітопроводу трансформатора та без насичення.

В автогенераторах з насиченим магнітопроводом силового трансформатора перемикання транзисторів здійснюється за рахунок зміни полярності напруги на обмотках трансформатора в момент насичення осердя. У таких перетворювачах коло зворотного зв’язку (базові обмотки) знаходяться на спільному магнітопроводі трансформатора. Частота перетворення визначається параметрами трансформатора та напругою на його первинній (колекторній) обмотці. Основним недоліком таких перетворювачів є різке збільшення струму через відкритий транзистор в момент його насичення., що викликає додаткові втрати потужності у транзисторах.

В автогенераторах з ненасиченим силовим трансформатором перемикання транзистора відбувається за рахунок введення в КЗЗ додаткових елементів, що перемикають транзистор до насичення трансформатора. Такими перемикаючими елементами можуть бути малопотужний перемикаючий трансформатор, дросель насичення або RC-ланка.

Двотактні перетворювачі з насиченим та ненасиченим трансформатором завдяки їх простоті та надійності широко використовуються у джерелах живлення з вихідною потужністю до десятків ват.

Перетворювачі з підсилювачем потужності виконуються за структурною схемою рис.3.


У поданий перетворювач входять два функціональних вузла: підсилювач потужності ПП та задаючий генератор ЗГ, що керує режимом перемикання транзисторів підсилювача потужності. Трансформатор Тр, випрямляч В та згладжуючий фільтр ЗФ забезпечують постійну напругу U0 в навантаженні RH. Підсилювач потужності звичайно виконується по двотактній або мостовій схемі на потужних транзисторах.

Як задаючий генератор, що керує перемиканням силових транзисторів підсилювача потужності, використовуються наведені вище двотактні перетворювачі з самозбудженням. У високочастотних перетворювачах використовують автогенератори на операційних підсилювачах або на логічних елементах з зовнішніми RC-ланками, що задають частоту перетворення до 200 кГц.

Позитивними рисами перетворювачів з підсилювачем потужності є відсутність впливу зміни навантаження і вхідної напруги на частоту перетворення. В них також достатньо просто можна забезпечити керування роботою силових трансформаторів по любому потрібному закону.

В транзисторних перетворювачах, виконаних за розглянутими структурними схемами, вихідна напруга U0 змінюється при зміні вхідної напруги та струму навантаження. Для забезпечення її стабільності використовують перетворювачі з вхідним стабілізатором, найчастіше імпульсного типу. Такий тип джерел живлення широко використовується у багатоканальних пристроях з різними за номіналом та полярністю вихідними напругами.

Іншим, досить поширеним типом джерела живлення, де використовуються перетворювачі, є регульовані (стабілізовані) перетворювачі з безтрансформаторним входом (рис.4).

Поданий пристрій працює безпосередньо від силової мережі, напруга якої UM подається безпосередньо на випрямляч В1 з фільтром Ф1 без вхідного силового трансформатора, що дозволяє суттєво зменшити габарити та вагу блоку живлення. Випрямлена напруга UI перетворюється в імпульсну перетворювачем П, що працює на підвищеній частоті 5...50 кГц. Тому трансформатор Тр та фільтр Ф2 мають суттєво зменшені габарити. Стабілізація вихідної напруги забезпечується схемою порівняння СП та імпульсним модулятором.

Для детальнішого ознайомлення з принципом роботи перетворювачів від структурних схем перейдемо до їх електричних схем. Однотактний перетворювач, простіша схема якого подана на рис.5, являє собою блокінг-генератор, виконаний на транзисторі VT і трансформаторі ТV, що має три обмотки: первинну WK, вторинну W2 і базову WB.

Д
о вторинної обмотки трансформатора під’єднані випрямляч (діод VD) і конденсатор С для згладжування пульсацій напруги на навантаженні. Резистор RB обмежує струм у колі бази і визначає робочу точку транзистора.

Полярність під’єднання обмоток трансформатора ТV така, що при відкритому транзисторі діод закритий і навантаження від’єднане від перетворювача. При цьому відбувається зростання енергії магнітного поля трансформатора. У наступний момент роботи блокінг-генератора, коли транзистор починає закриватися, полярність напруги на всіх обмотках трансформатора змінюється на зворотну, діод відкривається і накопичена енергія передається у навантаження.

Позитивною рисою такого перетворювача є простота схеми та надійність. Суттєвим недоліком цієї схеми є те, що трансформатор в ній працює з підмагнічуванням, що суттєво збільшує втрати у ньому. Крім того, цей перетворювач має підвищений рівень пульсацій напруги на навантаженні і тому знаходить обмежене застосування. Інший різновид однотактного перетворювача поданий на рис. 6. У цьому перетворювачі частота перетворення визначається схемою керування, з якої керуюча напруга UК подається у транзистор, що працює у ключовому режимі. Транзистор підключає трансформатор до джерела постійної напруги U0 на час тривалості імпульса ? і відключає його на час паузи (Т-?). При відкритому транзисторі відбувається накопичення енергії магнітного поля у трансформаторі, яка під час паузи віддається у навантаження. Перевагами порівняно з попереднім варіантом є вища стабільність частоти перетворення та можливість її регулювання, недоліком є більша складність схеми.

Двотактні перетворювачі напруги мають два транзистори і трансформатор. Вони виконуються симетричними відносно джерела живлення. Простіша схема двотактного перетворювача (схема Ройєра) подана на рис.7.


Вона являє собою перетворювач з трансформатором, магнітопровід якого досягає режима насичення, та двома транзисторами VT1 i VT2, які почергово підключають джерело постійної напруги UI до первинних обмоток трансформатора ТV. Базові кола транзисторів під’єднані до обмоток зворотного зв’язку WB та WB через резистори RB, а навантаження під’єднане до вихідної обмотки W2.
При підключенні напруги живлення UI струм через один з транзисторів, наприклад, VT1, через розкид параметрів виявиться більшим, ніж струм через транзистор VT2. Вихідною робочою точкою для магнітопровода трансформатора буде точка 1 (рис.8). Результуючий струм, що протікає по первинній обмотці трансформатора, індукує у всіх його обмотках ЕРС, полярність якої визначається напрямком струму колектора VT1. Тому з обмотки позитивного зворотного зв’язку WB на базу транзистора VT1 подається мінус. Транзистор повністю відкривається і переходить у режим насичення. На базу транзистора VT2 подається плюс, транзистор повністю закривається і переходить у режим відсічки. Починається поступовий процес формування прямокутного імпульса вихідної напруги (ділянка 1 – 2 на рис.8). Закінчення цього процесу визначається моментом насичення осердя трансформатора (точка 3 на рис.8).

У цьому режимі різко зменшується магнітна проникність матеріалу магнітопровода і наростання магнітного потоку припиняється. Згідно закону електромагнітної індукції:



для стаціонарного магнітного потоку Ф наведені у всіх обмотках трансформатора напруги стають рівними нулю. Стан системи, у якому енергія магнітного поля досягає максимуму, є нестійким і супроводжується зменшенням магнітного потока Ф, що змінює знак напруг на обмотках трансформатора.

Тепер на базу транзистора VT1 подається позитивна напруга і він закривається, а на базу транзистора VT2 подається негативна напруга і він відкривається. Таким чином відбувається формування фронтів прямокутного імпульса напруги на вихідній обмотці. Для забезпечення надійного збудження автоколивань у схему введений резистор RЗ, який разом з обмежуючим резистором в колі бази RВ утворює подільник напруги, з якого подається відпираюче зміщення на одне плече перетворювача. Для зменшення часу перемикання транзисторів резистор RB шунтують конденсатором СВ, ємність якого вибирають з умови: СВ ? Т / (2∙RB), де Т – період коливань автогенератора.

Позитивною властивістю перетворювачів з насиченням вихідного трансформатора є його простота, а також притаманна схемі властивість захисту транзисторів від короткого замикання в колі навантаження, при якому автогенерація припиняється і пошкодження елементів схеми не спостерігається. Основним недоліком таких перетворювачів є наявність сплесків струму колекторів під час вимикання, що збільшує втрати в транзисторах.

З метою ліквідації сплесків струму колектора, підвищення к.к.д та робочої частоти у перетворювачі використовують додатковий комутуючий трансформатор. Такий перетворювач виконують на двох транзисторах VT1 i VT2 та двох трансформаторах ТV1 і ТV2 (рис. 9). Вихідний трансформатор ТV1 працює без заходу робочої точки в режим насичення. Комутація транзисторів здійснюється малопотужним перемикаючим трансформатором ТV2. Резистор RЗ у колі первинної обмотки перемикаючого трансформатора придушує кидки колекторного струму при перемиканні транзисторів. В момент насичення перемикаючого трансформатора ТV2 зростає струм намагнічення, що викликає відповідне збільшення спадку напруги на резисторі RЗ і зменшення напруги на обмотках комутуючого трансформатора. Базовий струм відкритого транзистора і позитивний потенціал на базі закритого транзистора зменшуються. В результаті цього процесу відкритий транзистор виходить з режиму насичення, спадок напруги на ньому зростає і напруга на первинній обмотці TV1 зменшується.

Частота перетворення автогенератора визначається трансформатором ТV2. Оскільки резистор RЗ обмежує напругу на первинній обмотці ТV2, то його зміною можна у деяких межах регулювати частоту перетворення. Швидкодія перетворювача з перемикаючим трансформатором є вищою і транзистори перемикаються при менших колекторних струмах, ніж у перетворювача з насиченням трансформатора. Недоліком розглянутої схеми є наявність додаткового трансформатора.

Для зменшення впливу навантаження на параметри перетворювача, а

також для створення можливості регулювання частоти перетворення використовують перетворювачі з підсилювачем потужності. Перетворювачі з двотактним підсилювачем потужності (рис.10) звичайно використовують для перетворення потужностей порядку десятків та сотень ват, а також при живленні РЕА від низьковольтних джерел постійної напруги. Двотактний підсилювач потужності виконується на двох транзисторах VT1 і VT2 та вихідному трансформаторі ТV2. Напруга керування UK від задаючого генератора через трансформатор ТV1 подається на вхід підсилювача потужності. Під дією вхідної напруги у перший півперіод один з транзисторів, наприклад, VT1 відкривається і переходить у режим насичення, а другий (VT2) закривається і переходить у режим відсічки. У другий півперіод керуючої напруги транзистори перемикаються. Через відкритий транзистор напруга живлення UI подається на первинну обмотку вихідного трансформатора, створюючи на вторинній обмотці напругу прямокутної форми. Вихідний трансформатор працює у лінійному режимі без насичення магнітопроводу.

Через роботу транзисторів у ключовому режимі у схемах перетворювачів виникають умови для ударного збудження паразитних контурів, які утворюються як комбінації різноманітних реактивних елементів схеми. Власні частоти таких контурів можуть лежати в межах від десятків кілогерц до сотень мегагерц, що визначає частотний спектр завад від перетворювача. Ці завади можуть передаватися як по провідних лініях, так і за рахунок випромінювання.

Для запобігання цьому перетворювач розміщується у металічному корпусі (екрані), а ввід та вивід напруг здійснюється через прохідні конденсатори (рис. 11).



Учебный материал
© bib.convdocs.org
При копировании укажите ссылку.
обратиться к администрации