Исследование электромагнитного поля в линии передачи: в микрополосковой линии с диэлектриком - поликор - файл n20.doc

Исследование электромагнитного поля в линии передачи: в микрополосковой линии с диэлектриком - поликор
скачать (18618.1 kb.)
Доступные файлы (21):
12_100229_1_54924.pdf2598kb.13.12.2009 20:55скачать
196_ .pdf727kb.28.11.2009 13:19скачать
n3.jpg17kb.11.12.2009 21:36скачать
n4.djvu4579kb.18.05.2006 17:38скачать
n5.djvu2893kb.18.03.2009 00:17скачать
n6.exe
n7.jpg8kb.11.12.2009 21:56скачать
n8.jpg28kb.13.12.2009 21:32скачать
n9.doc123kb.08.12.2009 02:01скачать
n10.djvu1737kb.06.12.2009 16:04скачать
n11.doc25kb.14.11.2009 15:52скачать
n12.djvu2196kb.06.12.2009 16:01скачать
n13.doc275kb.05.11.2009 15:41скачать
n14.doc390kb.11.01.2010 23:59скачать
n15.doc5885kb.06.12.2009 16:06скачать
n16.djvu3427kb.06.12.2009 16:05скачать
n17.doc21kb.08.12.2009 01:59скачать
n18.doc24kb.13.12.2009 22:06скачать
n19.doc228kb.11.12.2009 21:51скачать
n20.doc302kb.28.11.2009 13:37скачать
n21.xls18kb.13.12.2009 21:34скачать

n20.doc

УДК 533.6.071.3:621.391.822:621.396

 

Воронкин А.С.
АВТОМАТИЗИРОВАННОЕ МОДЕЛИРОВАНИЕ

ПАРАМЕТРОВ ПАССИВНЫХ СОСРЕДОТОЧЕННЫХ ЭЛЕМЕНТОВ И ЦЕПЕЙ СОГЛАСОВАНИЯ В ВЧ/СВЧ ПРИБОРАХ

 

В работе представлена модель для расчета и синтеза оптимальных параметров линий передач и цепей согласования регистрирующих приборов в сверхвысокочастотном диапазоне. Рис. 6, Табл. 1, Ист. 7.

 

Современные достижения в области нанотехнологий привели к колоссальному увеличению инновационных разработок различных приборов и систем СВЧ диапазона – это оптические и цифровые средства связи, устройства СВЧ-связи, вещания и спутниковой навигации, радиолокационные системы и др. Особый интерес представляет разработка аппаратуры для регистрации физических явлений [1], изучение воздействия волн на биообъекты.

Проектируя  малошумящие широкополосные усилители (МШУ ВЧ/СВЧ) необходимо учитывать не только целый ряд таких параметров, как усиление, шум, устойчивость и др., но и их взаимосвязь. Использование полосковых структур естественно приводит к проблеме распределения, фильтрования, согласования, деления мощности и др. Поэтому одной из главных задач при разработке большинства приборов ВЧ/СВЧ является расчет оптимальных условий согласования элементов, параметров согласующих цепей (линий передач) в заданном частотном диапазоне.

В диапазоне СВЧ используют большое число разнообразных линий передач: коаксиальные, полосковые, микрополосковые, щелевые, копланарные, связанные полосковые, объемные и др. Основные геометрические параметры микрополосковых линий (МПЛ) представлены на рис. 1.

 



 

Рис. 1. Основные геометрические параметры микрополосковой линии с диэлектрическим заполнением и эквивалентные Т- и П- образные схемы отрезка линии

 

Параметры полосковых линий, рассчитываемые в разработанной программе “Microstrip_Line”, представлены на рис. 2.  



 

Рис. 2. Основные параметры моделирования полосковых структур в программе “Microstrip_Line”

Необходимо отметить влияние на значения характеристик полосковых линий (ПЛ) различных типов неоднородностей, таких как изменение ширины ПЛ, изгиб, пересечение и др. Теория полосковых линий передач довольно сложна. Если , , то электрическое и магнитное поля сосредоточены в основном в пространстве между проводником и заземленной пластиной.

Для моделирования МПЛ необходимо найти значение волнового сопротивления, эффективной диэлектрической проницаемости, индуктивности и емкости, времени распространения сигнала, фазовой постоянной, коэффициента затухания, задавая геометрические параметры (см. рис. 2).

Значение волнового сопротивления  и фазовой скорости  для волн типа ТЕМ в полосковой линии определяются из уравнений:

 

,

(1)

 

где l, C – индуктивность и емкость на единицу длины.

Емкостное значение С линии (в пФ/м) при  определяется из:

 

, при ,

(2)

 

где h – толщина диэлектрической подложки; ? – диэлектрическая проницаемость подложки; t – толщина проводящего слоя МПЛ; w – эффективная ширина МПЛ (расчетное значение ширины линии, имеющей конечную толщину), при чем t
 

,  при   ,      

(3)

 

где с - физическая  ширина МПЛ. Эффективная (электрическая) ширина превышает физическую из-за краевых явлений на ребрах. Для существования только основного типа волн ТЕМ в полосковой линии необходимо выполнение ряда ограничений: , , , .

Для расчетов волнового сопротивления ( , Ом) полосковой линии применимо практическое выражение, полученное в квазистатическом приближении [2]. Дисперсия основной волны почти не проявляется на частотах до 1 ГГц - структура волны несущественно отличается от структуры Т-волны.

 

,

(4)

 

Точность определения  по формуле (4) составляет 1 % при  и 3 % при [2].

По мере повышения частоты - все более заметны зависимости волнового сопротивления линии и эффективной диэлектрической проницаемости от частоты. Ниже приведены формулы для расчета с точностью не хуже 1% [3,4].

 

,

 

(5)

 

Эффективная диэлектрическая проницаемость численно равна , где  V -  скорость света вакууме (2.998*108 м/с.

Приближенная формула расчета  МПЛ приведена ниже [3,4]:

 

,

 

Если , то эффект дисперсии незначителен и им можно пренебречь.  Увеличение толщины t приводит к уменьшению дисперсии. Влияние частоты на характеристики МПЛ учтем с помощью следующих соотношений:

 

,

(6)

 

где : ,   для

 

Программа позволяет решать и обратную задачу – проводить синтез МПЛ, для нахождения геометрических размеров МПЛ по ее волновому сопротивлению.

Ориентировочно оценить время распространения сигнала в МПЛ (в нс/м) можно по формуле из [2]:

 

,

(7)

 

Электрическая длина волны определяется из расчета длины основной квази Т - волны:

 

,

(8)

 

где длина волны в свободном пространстве ; f – рабочая частота;  коэффициент :

,

(9)

 

где  при  и  при ; L – длина МПЛ.

Фазовый сдвиг (фазовая постоянная) в линии [рад/м, град/м] если диэлектрик не заполняет линию полностью:

,

(10)

 

Таким образом, фазовый сдвиг на выходе относительно входа линии, длиной L, определяется, как . Тогда сигнал на выходе запаздывает относительно входного на время .

Важной характеристикой МПЛ является также погонное затухание электромагнитной волны в линии. Как правило, потери ( [дБ/м]) обусловлены тремя составляющими: потерями в диэлектрике , проводниках , и потерями на излучение  (потерями на излучение можно пренебречь, если  невелико) [3-6]:

,

(11)

 

где  и  определяются из следующих  приближенных формул:

,

(12)

 

где  - тангенс угла диэлектрических потерь среды, заполняющей линию (табл. 1).

 

Таблица 1. Основные характеристики некоторых диэлектрических подложек

Диэлектрик





Плотность, г/см3

 

Фторопласт – 4 / Тефлон

(ФФ-4)

2.0±0.1

(при 1010 Гц)

3

(при 1010 Гц)

2.1…2.3

 

Поликарбонат, наполненный двуокисью титана (ПКТ-3)

3.0±0.16

(при 1010 Гц)

50

(при 1010 Гц)

1.3

 

Стеклотекстолит (СФ1-35; СФГ-230-2-50)

6.0

(при 106 Гц)

250

(при 106 Гц)

1.6…1.85

 

Сапфир

9.4…11.7

1

3.98

 

Al2O3, 94.4 %

9.3

15

3.65

 

Арсенид галлия

12.9…13.1

16

5.4

 

SiO

5…6.11

(при 103 Гц)

10…20

(при 103 Гц)

-

 

, при ,

(13)

 

 

где   и , при ;

Rs – поверхностное сопротивление, Ом: ;  - удельное сопротивление материала проводника, ;  магнитная проницаемость свободного пространства Гн/м; f – рабочая частота, задаваемая в Гц.

Матрица S-параметров для отрезка линии передачи [5-7]:

 

  ,

(14)

 

где  Ом (нормирующее волновое сопротивление); ; ; ; ;  и определяется из уравнений (10) и (11).

На рис. 3, рис. 4 представлены результаты, полученные при компьютерном моделировании параметров отрезка МПЛ  в программе Microstrip_Line.

 



Рис. 3. Результаты расчета программы: а) зависимость увеличения емкости МПЛ с заземленной подложкой от ширины проводника w при  и различных значениях h: 0.5 мм (● ● ●), 1.5 мм (▬▬▬), 5 мм (▬ ▬ ▬),  t=35,5 мкм;  б) зависимость изменения волнового сопротивления МПЛ от ширины линии при , t=35,5 мкм и значениях h:                     0.5 мм ·■( ·■·■·), 1.5 мм (▬▬▬), 5 мм (-●-●-●-), 15 мм (- · - · -)



Рис. 4.  Результаты автоматизированного расчета Microstrip_Line: а) зависимость изменения волнового сопротивления МПЛ от частоты при: , h=1.5 мм, с=5.72 мм, t=35.5 мкм,  Ом;  б) зависимость коэффициента электрической длины волны МПЛ от диэлектрической проницаемости подложки при h=1.5 мм, с=5.72 мм, f=470 МГц, и при различных значениях L: 0.005 м (▬ ▬ ▬), 0.025 м (■ ■ ■), 0.05 м (▬▬▬)

 

Необходимо также учитывать наличие неоднородностей МПЛ. Например, эквивалентная схема изгиба под прямым углом приведена на рис. 5.



 

Рис. 5. Изгиб МПЛ и эквивалентная схема

 

Шунтирующая емкость Си и последовательные индуктивности Lи/2 определяются формулами из [4]:

 

  ,   при ,

(15)

где - в пФ/м;  - в нГн/м.

 

На рис. 6 представленные сравнительные результаты моделирования параметров МПЛ в  различных программах, использующих различные математические модели.



Рис. 6.  Сравнительные результаты моделирования МПЛ: а) зависимость электрической длины волны от частоты ( ); б) зависимость эффективной диэлектрической проницаемости подложки от частоты ( ); в) зависимость фазового сдвига на выходе линии относительно входа от частоты ( ); г) зависимость погонного затухания от частоты ( ); д) зависимость фазовой     постоянной от частоты ( ); е) зависимость волнового сопротивления линии от частоты ( ); ж-з) зависимость параметров S11 и  для отрезка МПЛ: L=2.6 мм,  , с=0.047 мм, t=35.5 мкм, . Программа Microstrip_Line (▬▬), AppCAD, США (▪ ▪ ▪), программа TxLine, США (▬ ▬ ▬),  - максимальное отклонение результатов

На рисунке 6 (а-е) представлены результаты, полученные при моделировании медного отрезка МПЛ длиной 25 мм (h=1.5 мм, =2.5, c=5.72 мм, t=0.0355 мм, =0.025,   ) программой Microstrip_Line, в сравнении с результатами, полученными в программах TxLine (США) и AppCAD (США). Следует отметить, что AppCAD позволяет рассчитывать ,  и  - в программе не рассчитывается величина погонного затухания (не учитывается тангенс диэлектрических потерь подложки и материал проводника линии).  Программа TxLine позволила получить значения , ,  и .

На рисунке 6 (ж, з) приведены частотные зависимости  и  микрополосковой линии  с параметрами: L=2.6 мм, , с=0.047 мм, t=35.5 мкм, ).

Использование модели позволяет не только рассчитывать, моделировать и синтезировать параметры полосковых линий при разработке устройств СВЧ, но и получать зависимости одновременно нескольких параметров в заданном частотном диапазоне, что делает расчет максимально наглядным. Максимальное расхождение результатов с результатами, полученными в AppCAD и TxLine (США) составило менее 5 % в частотном диапазоне - до 10 ГГц.

 

Список литературы

 

1.            Воронкин А.С. Многоканальная цифровая автоматизированная система регистрации быстропротекающих физических процессов / А.С. Воронкин, П.И. Голубничий, Ю.М. Крутов // Вісник Східноукраїнського національного університету імені Володимира Даля – Луганськ, 2007. - №4 (110), Ч.I. – С. 57-65.

2.            Э. Ред. Справочное пособие по высокочастотной схемотехнике / Э. Ред. – М.: МИР, 1990. - 256 с.

3.            Bahl I.L. Lumped elements for RF and microwave circuits / I.L. Bahl – London, Boston: Artech house, 2003. – 492 p.

4.            Разработка моделей, методов и программных средств для автоматизированного проектирования СВЧ МИС: отчет о НИР / Томский гос. Университет систем управления и радиоэлектроники. НПФ “Микран”. Исследовательский институт СВЧ и оптической связи (Франция); науч. рук. Бабак Л.И. – Томск, 2006. – 334 с.

5.            В. Фуско. СВЧ цепи. Анализ и автоматизированное проектирование / В. Фуско. Под редакцией В.И. Вольмана. - М.: Радио и связь, 1990. – 288с.

6.            Справочник по расчету и конструированию СВЧ полосковых устройств / С.И. Бахарев, В.И. Вольман, Ю.Н. Либ [и др.]. Под редакцией В.И. Вольмана. - М.: Радио и связь, 1982. – 328 с.

7.            К. Гупта, Т. Гардж, Р. Чадха. Машинное проектирование СВЧ устройств. М.: Радио и связь, 1987. – 432 с.


Учебный материал
© bib.convdocs.org
При копировании укажите ссылку.
обратиться к администрации